ФКМ-импульс – это прямоугольный радиоимпульс в внутренней фазокодовой манипуляцией (несущего колебания) высокочастотного заполнения.

Манипуляция – это тоже что и модуляция при скачкообразном изменении параметров.

ФКМ-импульс представляет собой совокупность, примыкающих друг к другу, прямоугольных радиоимпульсов с одинаковой длительностью Т и, одинаковой амплитудой и одинаковой частотой заполнения.

Начальная фаза ВЧ заполнения этих импульсов может принимать лишь два значения: либо 0 либо π. Чередование этих значений от импульса к импульсу подчиняется определенному коду.

Выбор кода производят из условия получения наилучшей АКФ сигнала.

Рассмотрим пример ФКМ-импульса объемом n элементарных сигналов, где манипуляция по фазе осуществляется кодом Баркера.

Ширина спектра ФКМ-импульса определяется длительностью элементарного импульса Т и

ФКМ – сложный сигнал. Его база определяется числом импульсов n (n>>1).

Осуществим синтез линейного фильтра, согласованного с ФКМ-импулсьом по требуемой импульсной характеристике.

Импульсная характеристика – зеркальное отображение входного сигнала.

Условное изображение g оф (t):

Как видим, импульсная характеристика синтезированного оптимального фильтра представляет собой тоже ФКМ-импулсьс, код которого является зеркальным отображением кода сигнала, следовательно реакцией нашего фильтра на δ-импульс будет n примыкающих друг к другу прямоугольных радиоимпульсов одинаковой длительностью, амплитудой и частотой.

Начальная фаза импульсов ВЧ-заполнения меняется от импульса к импульсу в соответствии с зеркальным кодом.

Проверка показал, что наш фильтр оптимален для данного сигнала.

Найдем отклик полученного оптимального фильтра на заданный ФКМ-импульс. Известно, что отклик оптимального фильтра повторяет по форме АКФ ФКМ-импульса

Условное изображение ФКМ-импульса

Условное изображение отклика сумматора (сигнал на выходе сумматора).

На выходе сумматора получается тоже семь прямоугольных радиоимпульсов, отстоящих друг от друга на интервал Т и. Длительность этих импульсов одинакова и равна Т и.

Частота заполнения их одинакова. Начальная фаза заполнения у центрального импульса 0, а у всех остальных π. Амплитуда центрального импульса в семь раз больше, чем амплитуда всех остальных импульсов.

Вывод : сигнал на выходе оптимального фильтра, согласованного с ФКМ-импульсом, представляет собой n примыкающих друг к другу треугольных радиоимпульсов одинаковой длительности 2Т и, с одинаковой частотой заполнения и с одинаковой начальной фазой, причем амплитуда центрального импульса (главного лепестка) в семь раз выше чем у других импульсов (боковых лепестков).

Получается, что в оптимальном фильтре фазокодовая манипуляция преобразовалась в амплитудную.

Как видим, один ФКМ-импульс превратился в семь треугольных импульсов: в один центральный и шесть боковых.

Полностью исключить боковые лепестки невозможно, нет таких кодов. Код Баркера является наилучшим из всех кодов с точки зрения отношения амплитуды бокового лепестка к центральному.

К сожалению длина кода Баркера не может быть больше 13.

Для получения большой базы сигнала широко используется в качестве кодов последовательности максимальной длины (М-последовательности).

Если отсчитывать длительность выходного сигнала оптимального фильтра на уровне 0.5 от максимума, то получается, что эта длительность равна Т и =Т с /n (n-база), следовательно оптимальный фильтр производит сжатие во времени входного сигнала в число раз равное базе.

Эффект сжатия сложного сигнала в оптимальном фильтре позволяет увеличить в число раз, равное базе сигнала, разрешение сигналов во времени .

Разрешающаяся способность по времени означает возможность раздельного наблюдения двух сигналов, сдвинутых относительно друг друга на некоторое время.

На входе оптимального фильтра сигналы можно наблюдать раздельно, если они сдвинуты друг относительно друга больше чем на Т с.

После оптимального фильтра сигналы можно наблюдать раздельно, если они сдвинуты друг относительно друга больше чем на Т и.

Преимущество сложных сигналов:

1) При оптимальной фильтрации получается выигрыш в отношении сигнал-шум, равный базе. Это означает, что система связи может работать при малых отношениях сигнал-шум на входе. Это дает:

Можно принимать сигнал издалека (из космоса);

Можно осуществлять скрытную связь.

2) Применяя сложные сигналы, например ФКМ, можно осуществить кодовое разделение каналов связи.

3) Благодаря сложным сигналам удается разрешить извечные проблемы связи и локации, например, известно, что для увеличения дальности связи нужно увеличивать энергию передаваемого сигнала. При работе с прямоугольным радиоимпульсом энергия определяется амплитудой импульса и длительностью сигнала. Амплитуду передаваемого импульса нельзя увеличивать до бесконечности, следовательно, увеличивают длительность импульса. Однако увеличение длительности сигнала ухудшает разрешение сигнала во времени.

Применение сложных сигналов позволяет развести эти величины: энергия зависит от длительности сигнала Т с, а разрешение сигнала зависит от величины базы сигнала n=Т с /Т и.

Раздел 6.

ФКМ называется разделение исходного радиоимпульса на nчастей равных по длительности и соприкасающихся друг с другом. при этом соседние части могут быть смещены по фазе. Наиболее широко используется противофазная система, в которой смещение равно 0 или.

Пример РИ с ФКМ:

Рис. Код 00010

Приемник РИ с ФКМ.

Рис. Структурная схема.

ЛЗ – линия задержки, ФВ – фазовращатель, РИ – радиоимпульс.

Главная особенность рассмотренного приемника состоит в том, что центральная часть выходного радиоимпульса в nраз (n=5) короче, чем продолжительность входного радиоимпульса. Поэтому РИ с ФКМ также как и РИ с РЧМ используются для различения близко расположенных целей.

Рассмотрим следующий вопрос: какие коды позволяют создать приемник, в котором центральный радиоимпульс имеет амплитуду, в nраз превышающую амплитуду боковых радиоимпульсов (поскольку только в этом случае, можно говорить о сужении зондирующего радиоимпульсаnраз на входе радиоприемника).

РИ с ФКМ обладающее таким свойством имеют коды, которые получили название коды Баркера . Сколько известно кодов Баркера? На сегодняшний день известны коды, с номерами вплоть доn= 13:

	Коды Баркера

Самостоятельно нарисовать структурную схему для n=7.

Генерирование РИ с ФКМ.

Влияние пассивных помех на обнаружение радиолокационного сигнала.

Пассивными называются помехи, возникающие в результате отражения зондирующих сигналов от объектов не являющихся целями. Могут быть естественного (облака, снег) и искусственного происхождения (маскирующие отражатели).

Физической предпосылкой, позволяющей разделить сигналы, отраженные от быстро перемещающейся цели (самолета) и медленно перемещающейся помехи (облака) является Доплеровское смещение сигнала. Например: км/ч -Гц,км/ч -Гц (смещения относительно частоты).

Оптимальный фильтр для «небелого» шума.

Пусть спектральная плотность мощности не белого шума или помехи характеризуется зависимостью . Используем преобразование данной зависимости в такую, которая уже не обладает частотной зависимостью, то есть такой, какая у белого шума. Такой преобразователь называетсяобеля’ющим фильтром . Пусть АЧХ такого фильтра будет. Тогда, должно быть. Такой выбор обусловлен выражением для полной мощности шума. Таким образом, подинтегральное выражение не будет зависеть от частоты, в отличии от белого шума. Реальные пределы интегрирования конечны. В результате отбе’леный спектр помехи можно в последующем преобразовывать также, как и в случае с белым шумом, то есть использовать ранее разработанные ОФ.

Структурная схема оптимального приемника пассивной помехи будет иметь вид.

Коэффициент передачи всего устройства будет

Выражение для частотного коэффициента передачи оптимального фильтра «небелой» помехи.

В частном случае использования белого шума .

Графический анализ коэффициента передачи.

Рис.

Оптимальный приемник мачки радиоимпульсов.

Спектр периодической последовательности радиоимпульсов является линейчатым, с характерными параметрами, изображенными на рисунке.

Рис. Спектр для бесконечной последовательности ().

Если последовательность содержит mимпульсов иm> 1, то каждая линия спектра уширяется.

Из-за эффекта Доплера спектр помехи смещен относительно спектра сигнала от цели, так что частотные составляющие одного спектра будут располагаться в промежутке между частотными составляющими другого спектра (см. рис.).

Рис.

Из рисунка следует, что убрать помеху можно с помощью многополосного фильтра, у которого полос пропускания расположены также, как и полосы спектра цели, а полосы поглощения - как полосы спектра мешающей помехи. Такой фильтр называется гребенчатым фильтром подавления (ГФП).

Подробности Опубликовано 02.10.2019

ЭБС «Лань» информирует о том, что за сентябрь 2019 года обновлены доступные нашему университету тематические коллекции в ЭБС «Лань»:
Инженерно-технические науки - Издательство «Лань» - 20

Надеемся, что новая коллекция литературы будет полезна в учебном процессе.

Тестовый доступ к коллекции «ПожКнига» в ЭБС «Лань»

Подробности Опубликовано 01.10.2019

Уважаемые читатели! C 01.10.2019 г. по 31.10.2019 г. нашему университету предоставлен бесплатный тестовый доступ к новой издательской коллекции в ЭБС «Лань»:
«Инженерно-технические науки» издательства «ПожКнига» .
Издательство «ПожКнига» является самостоятельным подразделением Университета комплексных систем безопасности и инженерного обеспечения (г. Москва). Специализация издательства: подготовка и издание учебно-справочной литературы по пожарной безопасности (безопасность предприятий, нормативно-техническое обеспечение работников системы комплексной безопасности, пожарного надзора, пожарная техника).

Успешное окончание выдачи литературы!

Подробности Опубликовано 26.09.2019

Уважаемые читатели! Мы рады вам сообщить об успешном окончании выдачи литературы студентам первого курса. С 1 октября читальный зал открытого доступа №1 будет работать по обычному графику c 10:00 до 19:00.
С 1 октября студенты, не получившие литературу со своими группами, приглашаются в отделы учебной литературы (помещения 1239, 1248) и отдел социально-экономической литературы (помещение 5512) для получения необходимой литературы в соответствии с установленными правилами пользования библиотекой.
Фотографирование на читательские билеты осуществляется в читальном зале №1 по расписанию: вторник, четверг с 13:00 до 18:30 (перерыв с 15:00 до 16:30).

27 сентября - санитарный день (подписываются обходные листы).

Оформление читательских билетов

Подробности Опубликовано 19.09.2019

Уважаемые студенты и сотрудники университета! 20.09.2019 и 23.09.2019 с 11:00 до 16:00 (перерыв c 14:20 до 14:40) приглашаем всех желающих, в т.ч. студентов первого курса, не успевших сфотографироваться со своими группами, для оформления читательского билета в читальный зал №1 библиотеки (пом. 1201).
С 24.09.2019 возобновляется фотографирование на читательские билеты по обычному графику: вторник и четверг с 13:00 до 18:30 (перерыв с 15:00 до 16:30).

Для оформления читательского билета необходимо при себе иметь: студентам - продлённый студенческий билет, сотрудникам - пропуск в университет или паспорт.

УДК 621.396.96:621.391.26

Метод повышения эффективности РЛС для обнаружения людей за оптически непрозрачными преградами

О. В. Сытник И. А. Вязьмитинов, Е. И. Мирошниченко, Ю. А. Копылов

Институт радиофизики и электроники им. А. Я. Усикова НАН Украины

Рассмотрены возможности снижения уровня боковых лепестков автокорреляционной функции ФКМ зондирующих сигналов и проблемы их практической реализации в аппаратуре. Предложена оптимальная фазо-амплитудная внутриимпульсная модуляция, позволяющая снизить боковые лепестки и одновременно повысить частоту следования зондирующих посылок. Исследованы факторы, влияющие на характеристики таких сигналов и предложен критерий их реализуемости в аппаратуре.

Введение.

Алгоритмы обработки сигналов в радиолокаторе с квазинепрерывным зондирующим сигналом, предназначенным для обнаружения объектов, скрытых за оптически непрозрачными препятствиями, как правило, строятся по принципу оптимальной корреляционной обработки или согласованной фильтрации [ – ].

Зондирующие сигналы для таких РЛС выбирают исходя из требования обеспечения необходимой разрешающей способности и помехоустойчивости. При этом функцию неопределенности сигнала стараются сделать карандашного вида в соответствующей плоскости с минимальным уровнем боковых лепестков. Для этого применяют различные сложные виды модуляции [ , , ]. Наиболее распространенными из них являются: частотно-модулированные сигналы; многочастотные сигналы; фазо-манипулированные сигналы; сигналы с кодовой фазовой модуляцией; дискретные частотные сигналы или сигналы с кодовой частотной модуляцией; составные сигналы с кодовой частотной модуляцией и ряд сигналов, являющихся комбинацией нескольких видов модуляции. Чем уже главный пик функции неопределенности сигнала и чем ниже уровень ее боковых лепестков, тем, соответственно, выше разрешение и помехоустойчивость РЛС. Под термином «помехоустойчивость» в данной работе имеется ввиду устойчивость РЛС к помехам, обусловленным отражениями зондирующего сигнала от объектов, не являющихся целями и расположенных вне анализируемого строба (частотного, временного). Такие сигналы в литературе называют сигналами с большой базой или сверхширокополосными сигналами (СШП).

Одной из разновидностей СШП сигналов являются фазо-манипулированные сигналы, представляющие кодированную последовательность радиоимпульсов, начальные фазы которых изменяются по заданному закону. Кодовые последовательности максимальной длины или М -последовательности обладают весьма важными для радиолокации свойствами :

· М -последовательности являются периодическими с периодом , где −число элементарных импульсов в последовательности; −длительность элементарного импульса;

· Уровень боковых лепестков функции неопределенности для периодической последовательности составляет − , а для одиночной последовательности импульсов − ;

· Импульсы в одном периоде последовательности, различающиеся фазами, частотами, длительностями, распределены равновероятно, что дает основание считать эти сигналы псевдослучайными;

· Формирование М -последовательностей осуществляется достаточно просто на сдвиговых регистрах, причем число разрядов регистра определяется длиной одного периода последовательности - из соотношения .

Целью настоящей работы является исследование возможностей снижения уровня боковых лепестков функции неопределенности сигналов, модулированных М -последовательностями.

Постановка задачи.

На рис.1 показан фрагмент модулирующей функции, образованной периодической последовательностью (здесь два периода М -последовательности с ).

Сечение по оси времени функции неопределенности радиосигнала, модулированного такой М -последовательностью показано на рис.2. Уровень боковых лепестков, как и предсказывает теория, составляет 1/7 или минус 8,5 дБ.

Рассмотрим возможность минимизации боковых лепестков функции неопределенности ФКМ-сигнала. Обозначим символом М -последовательность, длительность одного периода которой равна . В дискретном времени при условии, что , алгоритм вычисления элементов последовательности можно записать в следующем виде:

(1)

Излучаемый локатором радиосигнал есть произведение несущего гармонического сигнала

, (2)

где − вектор параметров, на модулирующую функцию (1) -

. (3)

Мощность сигнала распределяется между боковыми лепестками функции неопределенности -

(4)

и главным лепестком -

, (5)

где символом *− обозначена операция комплексного сопряжения, а пределы интегрирования во временной и частотной областях определяются соответствующим видом модуляции сигнала.

Отношение

(6)

можно рассматривать как целевую функцию параметрической оптимизационной задачи.

Алгоритм решения задачи.

Решением оптимизационной задачи (6) есть оценка параметра -

, (7)

где − область определения вектора .

Традиционный способ вычисления оценки (7) состоит в решении системы уравнений -

. (8)

Аналитическое решение (8) оказывается достаточно трудоемко, поэтому воспользуемся процедурой численной минимизации, основанной на методе Ньютона

, (9)

где − величина, определяющая длину шага процедуры поиска экстремума целевой функции .

Один из способов вычисления длины шага состоит в вычислении :

. (10)

В простейшем случае, когда вектор составлен из одного параметра, например или , зондирующий сигнал формируется относительно просто. В частности, при оптимизации целевой функции по параметру сигнал формируется в соответствии с соотношением

. (11)

На рис. 3 показан фрагмент модуля автокорреляционной функции сигнала (11) при , что соответствует ФКМ радиосигналу без внутриимпульсной фазовой модуляции.

Уровень бокового лепестка этой функции соответствует теоретическому пределу равному , где . На рис. 4 показан фрагмент модуля автокорреляционной функции сигнала (11) при параметре , полученном при оптимизации функции (). Уровень бокового лепестка при этом составляет минус 150 дБ. Этот же результат получается при амплитудной модуляции М -последовательности. На рис. 5 показан вид такого сигнала при оптимальном значении .

Рис. 5. Фрагмент ФКМ-сигнала, модулированного по амплитуде

Зондирующий сигнал при этом формируется в соответствии с алгоритмом

. (12)

Одновременная амплитудно-фазовая модуляция приводит к снижению бокового лепестка еще на порядок. Достичь нулевого уровня бокового лепестка не удается из-за неизбежных вычислительных ошибок рекуррентной процедуры минимизации целевой функции (), которые не позволяют отыскать истинное значение параметра , а лишь его некоторую окрестность - . На рис. 6 показана зависимость значений оптимальных коэффициентов фазовой модуляции от параметра , определяющего длину последовательности.

Рис. 6. Зависимость оптимального фазового сдвига от длины М- последовательности

Из рис. 6 видно, что при увеличении длины последовательности значение оптимального фазового сдвига асимптотически стремится к нулю и при можно считать, что оптимальный сигнал с внутриимпульсной фазовой модуляцией практически не отличается от обычного ФКМ-сигнала. Исследования показывают, что с ростом длины периода модулирующей ПСП относительная чувствительность к искажениям сигнала будет падать.

Аналитическим критерием для выбора граничной длины последовательности может служить следующее соотношение

, (13)

где некоторое число, определяющее возможность технической реализации сигнала с внутриимпульсной модуляцией в аппаратуре.

Оценка целесообразности усложнения сигнала.

Неизбежное усложнение сигнала при снижении боковых лепестков автокорреляционной функции существенно ужесточает требования к устройствам формирования и трактам передачи - приема сигналов. Так, при ошибке установки фазового множителя в одну тысячную радиана уровень бокового лепестка возрастает с минус 150 дБ до минус 36 дБ. При амплитудной модуляции ошибка относительно оптимального значения коэффициента А в одну тысячную приводит к возрастанию бокового лепестка с минус 150 дБ до минус 43 дБ. Если же ошибки в установке параметров составляют 0,1 от оптимальных, что может быть реализовано в аппаратуре, то боковой лепесток функции неопределенности возрастет до минус 15 дБ, что на 7 - 7,5 дБ лучше, чем при отсутствии дополнительной фазовой и амплитудной модуляции.

С другой стороны снизить боковой лепесток функции неопределенности можно без усложнения сигнала путем увеличения . Так при уровень бокового лепестка составит примерно минус 15 дБ. Следует отметить, что и обычные (т.е. без дополнительной АМ-ФМ модуляции) ФКМ-сигналы чувствительны к ошибкам, возникающим при их формировании . Поэтому длину М -последовательности в реальных радиолокационных устройствах неограниченно увеличивать также нецелесообразно.

Рассмотрим влияние ошибок, возникающих в аппаратуре при формировании, передаче, приеме и обработке ФКМ-радиосигналов на их свойства.

Оценка влияния ошибок формирования ФКМ-сигнала на его свойства.

Всю совокупность факторов, влияющих на характеристики сигнала, можно разделить на две группы: флуктуационные и детерминированные.

К флуктуационным факторам относятся: фазо-частотные нестабильности опорных генераторов; шумы различного рода; сигналы, просачивающиеся из передатчика непосредственно на вход приемника и после корреляционной обработки с опорным сигналом образующие шумоподобные процессы, и другие факторы.

К детерминированным факторам относятся: недостаточная широкополосность формирующих цепей; асимметричность модулирующей функции; некогерентность модулирующей функции и несущего колебания; отличие формы опорного и зондирующего сигналов и т.п.

В более общем виде аналитическое выражение для сигнала, модулированного псевдослучайной М - последовательностью, представим в виде

, (14)

где ; - постоянная амплитуда; или p - фаза сигнала; N =2 k -1; k -целое число; -длительность элементарного импульса, образующего последовательность.

Его двумерная корреляционная функция записывается как:

(15)

при , , а его нормированный спектр - показан на рис.7. Здесь для наглядности показан фрагмент частотной оси, где сосредоточены основные компоненты спектра сигнала. Характерной особенностью такого сигналa , как видно из рис.7, является пониженный уровень немодулированного несущего колебания, который в идеальном случае стремится к нулю.

Рис.7. Нормированный спектр сигнала

Широкая полоса спектра и отсутствие периодического немодулированного колебания позволяет реализовать алгоритмы обнаружения и идентификации объектов в локационных системах, подобных , при ослаблении полезного сигнала в препятствиях на 40-50 дБ и уровнях коррелированных помех, превышающих сигнал на 50-70 дБ.

Рис. 8. Спектральная плотность искаженного сигнала

В случае, когда искажения сигнала заданы детерминированными функциями в координатах доплеровское смещение − задержка, их влияние на параметры автокорреляционной функции сигнала удобнее учесть, например, в виде следующих функций ошибок.

Так, для фазо-манипулированного псевдослучайного сигнала с N =15, зависимость уровня остаточного бокового лепестка автокорреляционной функции от ширины полосы пропускания формирующих цепей и радиотракта представлена на рис. 9.

Рис.9. Зависимость уровня бокового лепестка АКФ от ширины полосы

пропускания формирующего тракта для k =4

Здесь по оси ординат отложена величина, определяющая предельно достижимый уровень бокового лепестка автокорреляционной функции - - сигнала, модулированного псевдослучайной М - последовательностью, а по оси абсцисс - выраженное в процентах отношение ширины полосы пропускания формирующей цепи к максимальному значению частоты эффективного спектра сигнала. Точками на графике показаны значения уровня бокового лепестка АКФ, полученные при численном моделировании аппаратурных эффектов. Как видно из рис.9, при отсутствии частотных искажений в радиотрактах уровень бокового лепестка АКФ сигнала, модулированного по фазе периодической ПСП с периодом N , составляет – 1/ N . Это соответствует известному теоретическому пределу . При ограничении спектра модулированного сигнала уровень бокового лепестка возрастает и при 50% -ном ограничении достигает уровня , что соответствует непериодической автокорреляционной функции. Дальнейшее ограничение спектра радиосигнала приводит практически к полному развалу АКФ и, как результат, к невозможности использовать сигнал для практических целей.

Искажения спектра излучаемого локатором сигнала и опорных колебаний, поступающих на коррелятор, за счет асимметрии между положительными и отрицательными уровнями и длительностями модулирующих колебаний приводят к значительному росту помех в области боковых лепестков АКФ и ухудшению пространственного разрешения и характеристик обнаружения локатора. Зависимость уровня бокового лепестка от коэффициента асимметрии показана на рис.10

Коэффициент асимметрии определялся как

, (16)

где − длительность неискаженного элементарного импульса, образующего М - последовательность; индексы "+" и "−" означают длительность положительного и отрицательного элементарного импульса при асимметричных искажениях.

Рис.10. Зависимость уровня бокового лепестка АКФ от величины асимметричных искажений сигнала для k =4.

Заключение.

Выбор сигнала и степень сложности его модулирующей функции определяется в первую очередь характером задач, для которых предназначен радиолокатор. Применение достаточно сложного ФКМ-сигнала с внутриимпульсной модуляцией требует создания прецизионной аппаратуры, что неизбежно приведет к существенному возрастанию цены конструкции, но в то же время позволит создать универсальные блоки, которые можно будет использовать как в РЛС для спасателей, так и в РЛС для обнаружения быстролетящих целей. Такая возможность появляется потому, что характеристики сложного сигнала при короткой длине последовательности, т.е. высокой частоте повторения посылок, позволяют иметь необходимые разрешение и помехоустойчивость при возможности измерения допплеровских частот в более широком диапазоне. Кроме того, построение радиолокационных систем с непрерывным излучением и псевдослучайной фазовой модуляцией несущего колебания требует детального анализа и учета всех факторов, которые обуславливают искажения сигналов как в передающем, так и в приемном трактах локатора. Учет искажающих факторов сводится к решению инженерных задач по обеспечению достаточной широкополосности, стабильности электрических параметров и устойчивости характеристик формирующих трактов. При этом зондирующие сигналы РЛС должны быть когерентны модулирующим и вспомогательным сигналам. В противном случае необходимы такие технические решения, которые бы минимизировали разностные искажения между излученным и опорным колебаниями. Один из возможных путей, позволяющих реализовать такие технические решения – это введение симметричных ограничений сигналов по амплитуде в выходных каскадах передатчика и на входе коррелятора приемника. При этом, хотя и теряется часть энергии сигнала, удается сформировать АКФ модулированного сигнала с приемлемыми параметрами. Такие технические решения допустимы в портативных радиолокаторах, где стоимость и габариты системы играют решающую роль.

Наиболее перспективным в настоящее время, с точки зрения авторов, следует считать построение устройств формирования и обработки радиосигналов сложной структуры для радиолокационной аппаратуры, на основе высокоскоростных сигнальных процессоров, работающих с тактовыми частотами в несколько гигагерц. Структурная схема радиолокатора при таком подходе становится предельно простой. Это линейный усилитель мощности, малошумящий линейный усилитель приемника и процессор с периферийными устройствами. Такая схема позволяет не только практически полностью реализовать свойства сигналов, заложенные в их тонкую структуру, но и создавать технологично простые в настройке радиолокационные системы, обработка информации в которых строится на основе оптимальных алгоритмов.

Литература

1. Frank U.A., Kratzer D.L., Sullivan J.L. The Twopound Radar // RCA Eng. - 1967. №.2; P.52-54.

2. Доплеровская РЛС для разведки на местности. Сер. Техн. средства развед. служб кап. гос. // ВИНИТИ. – 1997. – № 10. – С. 46-47.

3. Nordwall Bruce D. Ultra-wideband radar detects buried mines // Aviat. Week and Space Technol - 1997. №13.-P. 63-64.

4. Sytnik O.V., Vyazmitinov I.A., Myroshnychenko Y.I. The Features of Radar Developments for People Detection Under Obstructions // Telecommunications and Radio Engineering. ¾ 2004. ¾ . Estimation of Implementation Errors Effect on Characteristics of Pseudorandom Radar Signal // Telecommunications and Radio Engineering. ¾ 2003. ¾ Vol.60, № 1&2. ¾ P. 132–140.

9. Справочник по радиолокации / Под ред. М. Сколника. Пер. с англ. Под ред. К.Н.Трофимова. , М.: Сов. радио,1978, Том.3. 528с.

В настоящее время остаются актуальными в радиолокации задача разрешения, а в системах передачи информации - задача различения сигналов.

Для решения этих задач можно использовать ФКМ сигналы, кодированные ансамблями ортогональных функций, имеющих, как известно, нулевую взаимную корреляцию.

Для разрешения сигналов в радиолокации можно использовать пачечный сигнал, каждый импульс которого кодирован одной из строк ортогональной матрицы, например матрицы Виленкина-Крестенсона или Уолша-Адамара. Данные сигналы имеют хорошие корреляционные характеристики, что позволяет использовать их для вышеупомянутых задач. Для различения сигналов в системах передачи данных можно использовать такой же сигнал со скважностью равной единице.

Матрицу Виленкина-Крестенсона при этом можно использовать для формирования полифазного (p -фазного) ФКМ сигнала, а матрицу Уолша-Адамара, как частный случай матрицы Виленкина-Крестенсона для числа фаз равного двум, - для формирования бифазного сигнала.

Полифазные сигналы, как известно, обладают высокой помехоустойчивостью, структурной скрытностью и относительно малым уровнем боковых лепестков автокорреляционной функции. Однако для обработки таких сигналов необходимо затрачивать большее количество алгебраических операций сложения и умножения из-за наличия реальной и мнимой частей отсчетов сигнала, что приводит к увеличению времени обработки.

Задачи различения и разрешения могут усугубляться априорно неизвестным доплеровским смещением несущей частоты из-за относительного движения источника информации и абонента или РЛС и цели, что также затрудняет обработку сигналов в реальном масштабе времени из-за наличия дополнительных доплеровских каналов обработки.

Для обработки вышеупомянутых сигналов, имеющих доплеровскую добавку частоты, предлагается использовать устройство, которое состоит из входного регистра, процессора дискретного преобразования, блока перекрестных связей и набора одинаковых блоков формирования АКФ сигнала, представляющих собой последовательно соединенные регистры сдвига.

Если в качестве матрицы-базиса взять ортогональную матрицу Виленкина-Крестенсона для обработки полифазного пачечного сигнала, то дискретное преобразование перейдет в дискретное преобразование Виленкина-Крестенсона-Фурье.

Т.к. матрицу Виленкина-Крестенсона можно факторизировать с помощью алгоритма Гуда, то дискретное преобразование Виленкина-Крестенсона-Фурье можно свести к быстрому преобразованию Виленкина-Крестенсона-Фурье.

Если в качестве матрицы-базиса взять ортогональную матрицу Уолша-Адамара - частный случай матрицы Виленкина-Крестенсона для обработки бифазного пачечного сигнала, то дискретное преобразование перейдет в дискретное преобразование Уолша-Фурье, которое путем факторизации можно свести к быстрому преобразованию Уолша-Фурье.